效率与散热设计

8.1效率 定义

效率定义为变换器的总输出功率除以总输入功率，即

η=

Po

Pi

式中Po－输出功率；PI－输入功率。输入功率必须包括假负载、辅助电源、EMI滤波、保险丝等一切损耗。偶尔你会听到“功率级效率”，是不包含辅助电路只是功率通路象功率器件和磁元件的变换器效率。 效率为什么重要？

除了满足规范外，对效率的兴趣在于：输出一定的功率时，变换器要损耗相应的功率，变换器消耗功率就意味着发热。变换器温度高低对MTBF影响很大，高效率，温升低使产品长寿命。

效率可能对用电池供电的设备更重要，电池的容量是有限的，再次充电前甚至节约1W就可以延长供电时间。

家用电器所用的开关电源的效率也很重要。因为典型的家庭用电美国在20A以下，如果变换器效率低，就不可能提供正常的输出：很大功率消耗在变换器中，不可能足够的电能传输到负载而不跳闸。 模块效率

模块电源是很小的变换器，固化在一个扁平的外壳中，典型的装在PCB板上。电源工业界所说的模块效率不是额定负载的最大效率（即说明书中所说的“效率高达…”）.而模块工业界的效率则是单个模块效率。这就是说，如果要应用模块需要附加一些部件，组成一定功能的变换系统。例如实际上还要加上EMC滤波或输入PFC、输出滤波等，这是不足为奇。但这样，系统效率当然变差。销售商并未对此说明。

大于90％效率？

一般有经验的设计者根据经验可以决定将要设计的变换器效率。可以根据一般规律，帮你解决如何满足特殊效率规范要求。 1． 当输出电压低于5V，在输出二极管上的损耗随输出总功率增加而增加（因为二极管压降总是相同的

电压）；如果在5V输出总要大于80％效率，你可能需要同步整流。 2． 在低功率（<1～2W）,IC源电流和栅极驱动电流影响效率，在此功率水平，能达到70%已经是相当

不错的了。为了达到最大效率，你必须应用CMOS PWM，而二极管采用同步整流。 3． 高效率几乎总需要较大的磁芯。 4． 如果输出输入都是高压，可以获得高效率，因为对于给定功率水平电流小，变换器损耗正比于I或

2I.

5． 在低到中等功率变换器效率几乎没有超过95％。从概念来说，假定你要构建一个输入功率100W的

变换器。如果这个变换器效率是80％，因此它的输出是80W，内损耗为20W。增加2％的效率，即82％，换句话说输出82W，节约2W，减少损耗10％.也就是说，假定变换器效率已经是90％，所以输出功率是90W，内损耗为10W，如果增加效率2％,得到92W输出，节约10W损耗中的2W，即20％。很清楚，节约损耗10％要比节约20％损耗容易，效率超过90％再增加效率2％变得十分困难。 计算举例1

在你设计变换器之前，可很好地估计你的变换器效率。的确，如果需要高效率，你肯定需要这样的估算作为选择拓扑过程的一部分；选择错误的拓扑导致此后试图提高效率要花很大代价。作为一个例子，我们来分析10W输出、断续导通模式、隔离反激变换器的效率（图8.1）。事实上，我们可以应用第五章磁元件的变压器，因为我们计算了变压器的损耗为150mW。

63

第五章假定参数如下：输入48VDC，没有波动，在此电压占空度为0.45,开关频率为250kHz，（当包括二极管正向压降时，占空度稍微超出45%，此误差对变压器损耗没有明显影响）。输入电压为48V，匝比10:1,假定输出为5V/2A，保证断续导通，计算如下。

重新计算占空度D。在2A时，肖特基正向压降约300mV。这意味着输入传输的功率为（5+0.3）×2=10.6W。应用第五章公式有

10:1 1N5825

D=

2fLP

=U2×250×103×93×10−610.6

=0.463

48

48V 5V/20A 20μF 20μF 在这个占空度初级峰值电流为 Ipk=

10V IRF620 −6

UDT48×0.463×4×10

=L93×10−6

=0.956A

图8.1 断续反激变换器功率级

其电流有效值为

Irms=Ipk

D0.463

=0.956=0.376A

33

因为我们已经知道变压器损耗，首先要计算MOSFET损耗，其损耗来自三个方面：导通损耗

2

Pon=IrmsRon；开关损耗Psw=Ipktsf/2；和栅极驱动损耗Pg=QUf。

在第三章已经讨论过，MOSFET的导通电阻与温度有关，假定反复迭代计算，MOSFET的芯片温度为60℃。MOSFET IRF620手册中在10V驱动电压下，环境温度25℃时，最大电阻Ron=0.8Ω。其它数据如表8.2所示。

一般比较好的近似求得MOSFET的导通电阻与温度关系

Ron(T)=Ron(25C)×(1.007

o

T−25oC

)

由此，我们得到60℃,10V驱动电压的MOSFET的导通电阻为

Ron(60)=0.8(1.00735)=1.0Ω。

MOSFET导通损耗为Pon=IrmsRon(60)=141mW。假定漏极开关时间为50ns，开关损耗为

2

Psw=(0.965×48×50×10−9×250×103)/2=287mW。10V驱动电压，48V漏－源电压，由表8.2

IRF620参数得到典型栅极电荷大约为9nC，所以，栅极电荷损耗为

Pg=9×10−9×10×250×103=22mW

MOSFET总损耗为

P=141+287+22=450mW

二极管损耗时正向压降与流过的电流乘积。请注意，虽然计算的电流是平均值（这里为2A），正向压降是在导通时间流过平均电流（Ipk/2）的Uf，不是真正平均电流的Uf 。

二极管电流以Ipks= Ipkp×n=0.956×10=9.56A斜坡下降到零。肖特基在导通时间的正向压降由表8.3得到，峰值电流的一半（Ipk/2＝9.56/2=4.8A），正向压降Uf＝0.32V；所以肖特基地功率损耗为

PD=Uf×Iav=0.32×4.8=0mW。应当注意到此损耗远大于变换器损耗，比晶体管损耗大50%。

这是断续模式反激拓扑的一个问题－即使在不大功率水平电流很高。你应当明白，尽管肖特基没有反向恢复问题，电流在反电压加上以前电流已经下降到零，反向恢复时间很快（即比变换器截止时间快），反激拓扑没有二极管反向恢复损耗。但其它拓扑损耗可能主要取决于二极管反向恢复时间。

考虑功率级损耗还有纹波电流在输出滤波电容的ESR损耗（为了简化，这里不考虑输入电容、EMI滤波、保险丝等等损耗；如果要算，可用它们的有效值电流平方乘以它们的电阻）。在大多数变换器中，因为滤波电感平滑作用，电容的ESR损耗可以忽略。但是在断续模式的反激变换器中，可能有许多麻烦，峰值电流很高并直接流入电容，于是损耗是十分显著的。为了给读者提供实例指导，我们进行完整的计算－因为十分繁琐。

首先必须知道二极管导通时间有多长。为此，我们必须找到变压器初级电流多长时间回到零（因为次级电流通过二极管反射到初级），输出电压乘以匝比反射加在初级电感上。实际上，在5V输出实际加在肖特基二极管的阳极是5.3V（肖特基0.3V压降）。反射到初级电压是53V加在直流上（变比10:1）。因为是交流加在变压器上，在漏极不是53V，而是53V+48V＝101V。因此反射电流下降斜率为53V/93μH==570mA/μs。从峰值电流956mA开始，经t=0.956A/(0.57A/μs)=1.677μs斜坡下降到零。（此时间实际上是磁芯复位时间）。这也告诉我们，变换器确实工作在断续模式：1.677μs相当与占空度为0.419(近似0.42)，而晶体管导通时间为0.463T，所以二者都不导通时间为(1-0.463-0.42)T=0.12T.

这样繁琐计算二极管导通时间实际上是唯一方法。 为了计算电容损耗，必须知道流到电容的交流分量。我们已经知道二极管电流以及输出电流为直流2A，电容电流由图8.4和图8.5决定，这里定义进入电容电流为正。在二极管流过9.56A时，2A流到

9.3A 7.65A 0A 二极管电流 2A直流

-2A 0.33 0.42 二极管导通 二极管截止

图8.4 反激断续模式次级电流 图8.5 电容电流是二极管电流减去负载电流

负载，其余流到电容；当二极管截止时，2A负载电流由电容流出。因为总有2A流到负载，电容仅分配到二极管峰值电流9.56A的7.56A，而且随着二极管电流斜坡下降。我们已经决定了二极管电流下降到零时间响应占空度0.42。电容电流降到零也反射到初级，如图8.5所示，并可表示为

t=L

7.56/10I

=93×10−6=1.33μs 相当于D=0.33

53U

7.56−2

×0.33+×(0.42−0.33)+(−2)×(1−0.42)=0 22

0.33

=2.51A 3

为了检查，可以证实电容的平均电流为零

Iav=

下面我们准备计算电容电流的有效值。我们将图8.5分成几段来分别计算：第一段为

I1=7.56

第二段为I2=2.00

0.42−0.33

=0.35A

3

65

第三段为I3=2.001−0.42=1.52A 则总的电流有效值为 I=

2

I12+I2+I32=2.96A

7.56A 2A

图8.6为计算有效值等效波形。现在我们可以计算损耗。假定 0.33 0.42

输出电容由两个20μF叠层电容并联，每个ESR为10mΩ。（因为 图8.6 有效值等效计算电流 纹波要求，峰值7.5A电流乘以5mΩ得到38mV纹波，这对5V输出比较合理）。于是电容中的损耗为2.962×5×10-3=43mW，每表8.1 例1变换器损耗

项目 损耗（mW） 个电容21mW。应当注意，如果采用大的铝电解电容代替叠

磁元件 150

层电容，其ESR约为25mΩ，不仅纹波上升到190mV，而且

MOSFET Ron141

损耗将为215mW，可能引起过热。 MOSFET开关 287

变换器最后一个损耗源是PWM芯片。假定由一个10VMOSFET栅极电荷 22

二极管 0 线圈反馈供电（图8.1没有画出），流出10mA（还要加上

电容 43 MOSFET驱动电流，损耗已在栅极电荷中计算）。如果线圈

IC 110

整流二极管压降为1V，PWM芯片损耗为（10+1）×10mA

总损耗 1393

＝110W。

上述结果列在表8.1中。输出功率为10W，所以输入功率等于输出功率加上损耗，求得效率为

η=

10

=88%

10+1.393

这在这个功率水平这样的效率应当说是很好的了。

在结束这个例子前,让我们来注意一下小小的矛盾。我们根据输出功率和整流器损耗初始假定变换器输入功率为10.6W，而在最后实际功率是11.4W，高了800mW。为了便于比较，在相同功率水平我们回过去重新计算。但很容易看到整个效率仍保持在接近88%；因为仅相差800mW，第二次计算的附加损耗近似800mW×（1-90%）＝80mW，这在本例中可以

表8.2 例2变换器损耗 忽略不计的。

计算举例2

我们再来看一看相同的变换器，但是输出功率是1W（5V、200mA）。为了简化，假定磁芯调整大小，但保持电感相同，改变相应的占空度，磁芯总损耗相同；其它元件保持相同。重复以上计算得到如下结果如表所示，得到效率为 η=

项目 磁元件 MOSFET RonMOSFET开关 MOSFET栅极电荷

二极管 电容

IC 总损耗

损耗（mW）

150 4 90 22 44 2

110 422

1

=70% 1.422

这里注意的更重要的事情（除了整个效率降低外,二极管轻载损耗下降）是损耗分配改变了（参看表8.2）。在第一个例子中MOSFET的损耗大约是二极管损耗的2/3（450mW<0mW），所以，要考虑采用同步整流；在第二个例子中，MOSFET的损耗时二极管损耗的两倍多(116mW>44mW)，同步整流实际上不必要。

实际工作时，为了达到优化，可以用不同手册参数代入公式，不必繁琐计算。 改善效率

由上面两个计算例子可以清楚地看到，低功率与中等功率和高功率是相当不同的。对于后者，增加效率的方法是降低MOSFET的开关频率，这就降低开关损耗。但使得所有元件体积增大，通常要折衷考虑。中等和高功率变换器提高效率的第二个方法是应用同步整流。当然，如果源是隔离的这比较困难，但在实际上无论何时，用MOSFET代替哪怕是肖特基二极管也将明显减少损耗，从第一例子就很明显。在第一个例子设计的主要原因是反激拓扑设计在断续模式，峰值电流很高，晶体管和二极管产生

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高损耗（以及电容损耗，要求很低ESR）；选择不同的拓扑虽然提高成本但将明显减少损耗。非常清楚，要达到最大效率,一定要避免无关的损耗。即根本不用死负载，或在不需要时断开，启动电路在变换器启动后断开等等。

对于低功率变换器，改善效率困难些。减少频率仍然是要点之一，虽然这里更多的是减少栅极电荷损耗比开关损耗多。高功率变换器情况相反，低功率同步整流比二极管效率低。这是因为由于增加了栅极电荷损耗可能大于由于减少导通损耗节约的损耗。为了克服这个，某些现代PWM芯片当检测到轻载时减少它们的开关频率。有些进入“脉冲频率调制”（PFM），这时，晶体管仅当电压跌落到某个电平导通。而且在低功率时关断同步整流，仅让并联肖特基二极管导通。

最后改善低功率变换器效率的策略是减少控制IC芯片电流：某些IC芯片运行要30mA电流，低功率时明显影响效率。第二个例子中IC损耗是总损耗的1/4。

8.2 散热

散热处理是许多变换器设计的一个重要的部分，如果元件太热将烧毁。温度对元件寿命影响，从而影响到电源的寿命下面将予以说明。此外，用户不希望电源太热到手指不能碰！即使不必热设计，你的效率也需要知道元件的温度，为保证希望的效率是否达到计算温度也是重要的。

元件寿命与温度

电源中每个元件预期寿命取决于它的温度：如果温度上升，预期寿命减少。这个关系直接影响你的电源外场失效率，特别是如果任一个元件运行在接近它的最大额定温度，更是如此。

作为一个规律，元件的寿命近似每下降10℃增加一倍。也就是说一个定额2000小时的105℃电容，在65℃下寿命近似2000×2(105-65)/10=32000h≈4年。

在电源设计中温度与寿命关系明显得例子是铝电解电容。如第三章提到的，铝电解电容在它额定温度寿命很短，通常额定105℃或85℃-记住寿命2000小时，即小于3个月。

大多数电源应用铝电解电容，因此使用时，尽量减少使用温度。一般定额是105℃，额定2000小时，较好的有5000小时。某些恶劣环境采用鉭电容代替。

为了减轻温度影响，你应当认识到电源电源不应当24小时工作在最大温度。如果你能够估计在不同温度的时间，你将得到很好的电容寿命估计。

如何表明铝电解达到它的寿命？作者将一个用铝电解电容的电源曾在高温下运行一年。在一年里，电容的ESR增加，开始较慢，以后加快。在这年末尾，ESR增高到电源的输出纹波大大超出规范。于是，运行一个电容超过它的额定寿命可能导致电源不符合规范，并可能引起相关元件损坏。

另一各重要的是IC的温度定额。IC有三个温度等级：商用，额定温度0℃～70℃;工业级，额定温度－40℃～85℃和军级，额定温度为－55℃～125℃。当然现在零件生产商对于不同温度等级的差别在于封装（商用和工业级为塑封，军级为金属封装），并在规定的整个温度范围内测试，即在整个温度下工作性能是保证的。所以一个商用元件在90℃不可能引起任何工作问题。但是你的最坏情况分析将产生疑问，MTBF将是很坏的（如上所说），同时如果这个零件坏了生产商不负责的。

应当提及的最后一个题目是MOSFET的温度。在本章计算效率时假定MOSFET达到稳定工作温度60℃，而且损耗也是根据这个温度来计算，所以损耗与温度有关。但是，应当注意到，MOSFET的Ron取决于温度，所以，损耗也取决于温度，并且温度与损耗有关。因为MOSFET产生足够热量使其温度增加，从而引起电阻增加，电阻又引起损耗增加，立即引起MOSFET超过它的额定温度。当然这个热恶性循环最终结果导致失效。

说明这一切温度关系是希望使用零件温度定额高于它们运行值。换句话说，在温度等级之间有价格差别－从商用到工业级温度差别不大，而工业级到军级差别非常大。因此变换器内保持整个温度下降是至关重要的，不仅对于维持变换器寿命，而且对于成本也是重要的。

模块

谈到元件温度，我们再次想到变换器模块。同样的理由是推动生产商论证不切实际的效率导致给

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出不切实际的模块可能产生输出功率的估计。输出功率因素是模块内产生的热量，当然两者是正比的。问题是如果你将模块焊在PCB上，并试图输出额定功率，模块将烧毁。仔细检查模块手册发现可使用的额定功率仅当模块安装到一个比模块大的散热器上才行。所以，如此扁平的模块电源一下子两倍以上的高，或者你就买一个远超过你的额定应用的模块，而且得花费更多的钱。

MIL-HDBK-217

在这些许多温度对变换器寿命影响的担忧以后，怎样计算MTBF，看一看你的设计是否满足规范的寿命。一个标准的方法是应用MIL-HDBK-217。美方提供一个正在进行的关于许多通用元件失效率的程序，并收集的信息放到本书的有用的表格中，并且定期进行升级。（在MIL-HDBK-217F中F表示第六版）我们首先做一个快速取样计算，然后讨论与用217有关的问题。

MIL-HDBK-217:举例

给一个应用217的例子。让我们试图建立三个铝电解电容并联系统的MTBF。217F表内容指出包含两部分铝电解电容：一个覆盖“非建立可靠性”零件（即商用零件），所以用这个表。

检查表8.7显示λp(每百万小时失效数)，是一个铝电解电容四个系数的乘积。第一个系数是λb，是基本失效率，它与电容的温度定额有关。假定是105℃，所以我们用表中λb（T=105℃最大定额）。假定在电容寿命期内电容的平均温度为60℃。（再一次提醒，是平均温度而不是最大温度），我们参考217F，还需要电容的应力，工作电压与额定电压比，假定电容定额是5V，工作电压稳态是3.5V，所以应力系数S=0.7。(还是应用平均电压不是最大电压)，于是得到λb＝0.14。

下一个系数是πCV,容量系数。假定每个电容容量为1000μF，现在，没有1000μF列在表中，我们用公式代替：

πCV=0.34C0.18=0.34×10000.18=1.18≈1.2

因为表中所有πCV取成两位数，还是公式精确。

第三个系数是πQ很容易:这是商用电容，所以它最低质量系数为10.

最后第四个系数是πE,环境系数。全部商用工作在“地面的，良好的”条件，所以πCV＝GB=1.0。 现在我们求得单个电容在此条件下的失效率是

λp=λbπCVπQπE=0.14×1.2×10×1.0=1.68

百万小时的失效率（或1680FIT，1FIT＝每十亿小时一次失效）。象这样进行下去，这是很高的失效率，表示电容不是好元件，许多元件仅数十个FIT，此电容的MTBF为 MTBF≡

1

λ=

1000000h

=600000h

1.68

在我们的例子中有三个电容并联，总失效率是每个失效率（在一个简单模型中）之和，且总失效率为5040FIT，对应MTBF＝200000小时。

怎样改善电容的MTBF（除了采用其它类型的电容以外）？这种情况下的最大因素是电压定额。根据以上法则，将温度从60℃降低到40℃，减少λb2倍，由0.14降低到0.69。但是更实际的方法是提高电压定额到10V更容易些减少，应力系数由0.7减少到0.35，而λb由0.14减少到0.051,几乎减少3倍。

MIL-HDBK-217讨论

你应当知道应用MIL-HDBK-217时有一个潜在问题。因为手册用于军品设备设计，并不包含商业零件。实际上，你有时必须推测与你可能选择最接近你实际应用的零件，如上面的例子。

你有时听到人们争论由217得来的MTBF是太保守。这些人有时引用Bellcore可靠性手册给出长得多的寿命。作者的经验是217给出十分现实的估计。当制造厂做广告说他的变换器MTBF如何如何，正是要校验制造商是否应用217，没有别的(不凭想象的),并且要按实际应力计算，不是“零件数”方法,

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它是基于某一类型或许可能用于设计的元件数。假定零件数仅用于预估可靠性，不是为计算最终设计的MTBF的。

在本书其它地方你得小心，你应用217计算MTBF的程序也得小心。这类软件可能节省某些精力，但如何确定程序中公式是否正确？在应用这些软件之前,请你对于每个类型元件手算进行检查。 温度计算

在所有讨论温度之后，这时要计算实际元件温度。

热 单位 电 单位

给一个元件功率损耗和它的传热通路，就可以画出热温度差 ℃ 电压 伏

热源 瓦 电流 安 传输电效电路。在热和电特性之间精确相似，如表所

热阻 ℃/瓦 电阻 Ω 示（机械工程师常常应用其它单位，电气工程师最好

热容 焦耳/℃ 电容 法拉

变换成这里的单位）。这种模拟意味着如果两个热传输

热时间常数秒 RC时间常数 秒

串联，它们的热阻相加。

表8.3 热电对应关系

例：

例1中用IRF620计算效率60℃时，损耗为450mW。有表查得结－壳的热阻为Rjc=2.5℃/W（管芯到TO-220外壳），壳－散热器的(TO-220经过垫片到散热器)热阻Rcs=0.5℃/W。假定散热器到环境的热阻Rsa=40℃/W。环境温度为45℃。温升为ΔT=P(Rjc + Rcs + Rsa)=0.45(2.5+0.5+40)=19.35℃，结温为19.35+45=℃。在此例中芯片仅比管壳告1度，但并不总是工作在这种方式。

若路中还存在热容，由此得到热时间常数。 例：

假定IFR620损耗10W，温度升高将损坏器件，因为ΔT=10×47.5=470℃!但是施加损耗的时间仅100μs，然后回到450mW。热响应曲线指出100μs单脉冲具有热抗是稳态响应的1/10；我们假定系统静态等效热时间常数相同，在脉冲终结时温升为+[10(2.5+0.5+40)×0.1]=107℃。这对器件说来是允许的。根据热阻我们也可以求得热容：热阻Rjc=2.5℃/W，热容必须为C=t/R=100μs/(2.5℃/W)=40μJ/℃。

与热容同样的道理，导线电阻脉冲功率也比稳态高。 散热器

传统散热方法（对流、辐射和传导）是采用散热器（即传导）。散热器给热提供传输到对流通路，相似电路中再加一个电阻并联，减少了总阻值，使得温升降低。

最便宜的散热器是一块金属板，通常经过阳极化处理，把器件用夹子或螺钉固定到散热器上（螺钉固定比夹子好，因为夹子压力不好控制；但螺纹固定需要附加零件和工序）。由于器件与散热器之间接触不很平整，通常在将器件安装到散热器上之前应当在接触面涂敷硅脂，排除空隙，降低总热阻。但是导热硅脂十分脏，会带来其它问题，建议在生产线不要用。

如果你用螺钉将器件固定到散热器上，应当注意螺纹安装力矩。因为接触面总是不平整，安装力矩过大，造成器件弯曲变形，反而造成器件与散热器之间气隙加大，而造成散热效果变差，甚至损坏器件内部芯片。用螺钉固定最好采用经过校验的力矩扳手，当超过给定力矩时，扳手打滑，不能继续加大力矩。

金属散热器需要与电路绝缘，因为散热器通常是接地的，例如接到外壳。可以在器件和散热器之间房一个导热绝缘垫片。通常采用的材料硅橡胶布，还可以采用云母或氧化铍，高温还可采用聚亚酰胺片。通常避免采用氧化铍.

用于像TO-220封装的散热器还是比较好的。但是，把表面贴装元件直接接触散热器似乎不是好方法。当你采用表面贴装MOSFET ,这些晶体管热传输的主要形式是通过它的引线，引线传热严重了器件在高功率应用。如果在器件封装安装处PCB很大的铜皮，这大大改善散热，遗憾的是生产商通常忽略了规定结到外壳的热阻。

如果变换器的热不能由散热器解决，那就要采取强迫通风或热管冷却。但是这样的放散很花钱，而且很难较准确计算。例如，根据元件损耗功率、进出口温度计算需要的风扇驱动空气流量。但是发热器件在空气流的路径上不同位置，散热情况严重不同。这只好由这方面专门指示的工程师去解决。有限

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元

70