第５１卷第４期 ２０１７年４月 电力电子技术 ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏ１．５Ｉ．Ｎｏ。４ Ａｐｒｉｌ ２０１７ 三电平ＮＰＣ逆变器共模电压抑制 张云峰，刘光辉，马 雷 （中国矿业大学，信息与电气工程学院，江苏徐州２２１００８） 摘要：调制策略是三电平中点箝位（ＮＰＣ）型逆变器的关键技术之一。传统脉宽调制策略能平衡中点电位，但会产 生较大共模电压（ＣＭＶ）。针对上述缺点，提出一种基于零序电压（ｚｓｖ）注入的三电平正弦波脉宽调制（ＳＰＷＭ）策 略，能同时平衡中点电位和抑制ＣＭＶ。在一个载波周期内。所提调制策略通过ＺＳＶ的注入和调制波的分解，能 保证中点电位的平衡；通过调制波的分解和开关序列的优化，能抑制逆变器产生的ＣＭＶ。该调制策略实现简 单、计算时间少。能在输出电压全范围内控制中点电位平衡，同时能有效抑制ＣＭＶ。最后，与传统空间矢量脉宽 调制（ＳＶＰＷＭ）策略进行实验结果对比分析，验证了所提调制策略的可行性和有效性。 关键词：逆变器；中点箝位；共模电压；零序电压注入 中圈分类号：ＴＭ４６４ 文献标识码：Ａ 文章编号：１０００—１００Ｘ（２０１７）０４－００２３—０５ Ｃｏｍｍｏｎ－ｍｏｄｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ＮＰＣ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ＺＨＡＮＧ Ｙｕｎ—ｆｅｎｇ，ＬＩＵ Ｇｕａｎｇ－ｈｕｉ，ＭＡ Ｌｅｉ （Ｃｈｉｎａ Ｕｎｗｅｍ ｏｆｌｔ￣ｎｉｎｇ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｘｕｚｈｏｕ ２２１００８，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｉｓ ｏｎｅ ｏｆ ｔｈｅ ｋｅｙ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ｎｅｕｔｒａｌ・ｐｏｉｎｔ－ｃｌａｍｐｅｄ（ＮＰＣ）ｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｃａｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｔｈｅ ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ ｐｏｔｅｎｔｉｌ ｂａａｌａｎｃｅ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｏｕｔ－ ｐｕｔ ｓｉｄｅ ｗｉｌｌ ｐｒｏｄｕｃｅ ｈｉｓｈ ｃｏｍｍｏｎ・ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇｅ（ＣＭＶ）．Ａ ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＳＰＷＭ）ｓｔｒａｔｅｇｙ ｉｓ ｐｒｏ— ｏｓｅｄ ｂａｐｓｅｄ ０ｎ ｚｅｏ－ｒｓｅｑｕｅｎｃｅ ｖｏｌｔａｇｅ（ＺＳＶ）ｉｎｊｅｃｔｉＤｎ ｆｏｒ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ＮＰＥ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｔｏ ｓｏｌ，￣ｅ ｔｈｅ ｈｉｇｈ ＣＭＶ ｐｒｏｂｌｅｍ ｗｈ－ ｉｃｈ ｃａｎ ｒｅｄｕｃｅ ＣＭＶ ａｎｄ ｃｏｎｔｒｏｌ ｔｈｅ ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ ｐｏｔｅｎｔｉｌ ｂａａｌａｎｃｅ ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓｌｙ．Ｗｉｔｈｉｎ ａ ｃａｒｒｉｅｒ ｐｅｒｉｏｄ，ｔｈｅ ｐｒｏ— ｏｓｅｄ ｍｏｄｕｐｌａｔｉｏｎ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｃａｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｔｈｅ ｎｅｕｔｒｌａ ｐｏｉｎｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｂａｌａｎｃｅ ｂｙ ｉｎｊｅｃｔｉｎｇ ＺＳＶ ａｎｄ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｎｇ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅ．Ｉｔ ａｌｓｏ ｃａｌｌ ｒｅｄｕｃｅ ＣＭＶ ｂｙ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｎｇ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅ ａｎｄ ｏｐｔｉｍｉｚｉｎｇ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ．ｈｅ ｐｒＴｏｐｏｓｅｄ ｒｏｏｄ－ ｕｌａｔｉｏｎ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｐｏｓｓｅｓｓｅｓ ｔｈｅ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｏｆ ｓｉｍｐｌｅ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｈｏｒｔ ｃｏｍｐｕｔｉｎｇ ｔｉｍｅ．Ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅ，ｉｔ ｃａｎ ｃｏｎ‘ ｔｏｌｒ ｔｈｅ ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｂａｌａｎｃｅ ｏｖｅｒ ｔｈｅ ｆｕｌｌ ｒａｎｇｅ ｏｆ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｒｅｄｕｃｅ ＣＭＶ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙ ｓｉｍｕｌ— ｔａｎｅｏｕｓｌｙ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓ ｏｆ ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｉｓ ｖｅｒｉｆｉｅｄ ｂｙ ａ ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｉｔｏｎａｌ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＳＶＰＷＭ）ａｎｄ ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｄｏｎｅ ｂｙ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｎｅｕｔｒａｌ－ｏｉｐｎｔ－ｃｌａｍｐｅｄ；ｃｏｍｍｏｎ－ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇｅ；ｚｅｒｏ－ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｖｏｌａｔｇｅ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ １ 引 言 传统调制策略能平衡中点电位，但ＮＰＣ型逆 方法［３－４１。ＳＰＷＭ策略与ＳＶＰＷＭ策略之间存在内 在联系嗍。文献【５】研究了三电平ＳＶＰＷＭ策略与 ＳＰＷＭ策略的等效关系，详细地分析了８段及８段 以上开关序列下二者的内在联系，指出利用开关 的冗余状态来满足所需的调制目标。 为解决三电平ＮＰＣ逆变器产生的ＣＭＶ较大 的问题。在保证中点电位平衡的前提下，同时为简 化调制策略，减少调制计算的时间，此处提出一种 基于ＺＳＶ注入的三电平ＳＰＷＭ策略。首先，分析 变器产生的ＣＭＶ会较大。从而导致电动机和驱动 系统出现负面效应【”。考虑到系统的体积和成本， ＣＭＶ的抑制方法主要为软件方法［２］。文献［２】研究 了两电平逆变器下的ＣＭＶ抑制，通过ＺＳＶ的注 入，ＳＶＰＷＭ下的多种ＣＭＶ抑制方法得到了统一， 但该抑制方法并未拓展到三电平拓扑中。模型预 测控制（ＭＰＣ）近年来已被推广应用于电力电子控 制领域．目前已有文献研究了抑制ＣＭＶ的ＭＰＣ 三电平ＳＶＰＷＭ策略与ＳＰＷＭ策略的内在联系。 得到二者的等效关系。接着，在分析中点电位失衡 原因的基础上。通过ＺＳＶ的注入和调制波的分 解．保证了在输出电压全范围内中点电位的平衡。 最后。在调制波分解的基础上，通过开关序列的优 化．达到了ＣＭＶ抑制的效果【 】。 ２３ 定稿日期：２０１６—１０—０８ 作者简介：张云峰（１９９１一），男，浙江湖州人，硕士研究生， 研究方向为电力电子与电力传动。 第５１卷第４期 ２０１７年４月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖ０】．５１．Ｎｏ．４ Ａｐｒｉｌ ２０１７ ２ 三电平ＳＶＰＷＭ与ＳＰＷＭ的内在联系 图１为三电平ＮＰＣ逆变器的主拓扑， 为直 流侧母线电压；Ｃ．， 为直流侧上下电容，其电压值 分别为 ， ，Ｃ ＝ ＝Ｃ；每相桥臂有４个功率开 关器件，分别为Ｖ『１＇ ， ， ，ｊ＝ａ，ｂ，Ｃ，当输出与 正母线连接时，输出电压为 ２，记为Ｐ电平；当 输出与中点连接时。输出电压为零，记为Ｏ电平； 当输出与负母线连接时，输出电压为一 ／２，记为 ｎ电平；／ｊ为交流侧三相输出电流。Ｏ为直流侧中 点。ｎ为负载侧中点。各功率开关器件的开通情况 与各相输出电平之间的关系为：当Ｖ 开通时， 输出电平为Ｐ；当Ｖ Ｖ『３开通时，输出电平为ｏ；当 ，Ｖ『４开通时，输出电平为ｎ。 图１三电平ＮＰＣ逆变器主拓扑 Ｆｉｇ．１ Ｔｈｅ ｍａｉｎ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ＮＰＣ ｉｎｖｅｒｔｅｒ 图２为一种８段式的开关序列图，以图中ａ， ｂ相电压大于零，Ｃ相电压小于零为例。 。 。 图２ ８段式开关序列图 Ｆｉｇ．２ Ｅｉｇｈｔ ｓｅｇｍｅｎｔｓ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ｄｉａｇｒａｍ 在一个载波周期 内，从相电压的伏秒平衡 方程出发。可得下式： （ ’ ） ｌ Ｕｉｏ（ｔ）ｄｔ （１） 式中： 为注入的零序电压；ｕｉ‘为三相给定电压。 由图２可得，各相的导通时间可由式（１）解得： ｆ ２（‰’一 ） ，Ｔｈ＝２（Ｕｂ‘一 ）ＴＪ … 【 ２（ ｃ．一 ）ｚ ￡， ＋ 式中： ，瓦为Ｐ电平导通的时间； 为Ｏ电平导通的时 间； 的定义为：若ｕｊ ＞Ｏ， 为Ｐ电平导通的时间，若ｕ／＜ ０， 为。电平导通的时间。 由式（２）可知，各相导通时间表达式存在差 异，与 是否大于零有关，故将 划分为１２个 区域，如图３所示。 ２４ ： ！ ！ ！ ： ！ ： ！ ！ ！ ： ： ： ： 图３ 区域划分 Ｆｉｇ．３ Ｔｈｅ ｄｉｖｉｄｅｄ ｒｅｇｉｏｎ ｏｆ 各相导通时间大小的判定准则为：若该相的 ’＞０，用其原值来进行比较；若该相的 ＜Ｏ，用其 原值加上 ／２后再进行比较。按照上述判定准 则，将转化后的值按大小进行排序，即可得图２中 的 ， 和 。 定义ｋ为正负小矢量作用时间的分配因子． 故可得下式： ＝ ｌ／（ —ｚ『慨＋ ），ｋ∈［０，１】 （３） 由式（２）和（３），可得所需注入的 与ｋ之间 的关系，令 ｘ．为 下的给定电压；／￥ｙ’为 下 的给定电压。归纳结果如表１所示。 Ｘ“ ＸＸＸ ●＋●●“ 表１ ＜＜与ｋ之间的关系 ＞＞ ０ Ｏ Ｏ Ｏ Ｔａｂｌｅ １ Ｒｅｌｙａｔｉｏｎｓｈｉｐ ｂｅｔｗｅｅｎ％ｙｙ●●Ⅱ Ｖ ａｎｄ七 ●●＞＜＜＞ 给定电压 ０ ０ ０ Ｏ Ｕｘ＊（１－ｋ）＋Ｕｄｃ（０．５－ｋ）＋Ｍ （１－ｋ）＋ （０．５－０．５ｋ）＋“ Ⅱ （１－ｋ）＋Ｈ Ｕｘ＊（１－ｋ）－０．５Ｕ，ｋ＋ｕ 由表１得到 后，即可由式（２）计算出各相 的导通时间，得出各个功率开关器件的控制信号。 ３共模电压抑制 ３．１中点电位平衡 中点电位失衡是三电平ＮＰＣ逆变器固有存在 的一个缺点。在ＣＭＶ抑制前。需将中点电位平衡 考虑在内。在一段时间内，若直流侧中点吸收和释 放的电荷Ｑ达不到平衡．那么中点电位就会产生 波动。 关系如下： ｉ ＋ ｂ＋ ＝０ （４） 由式（４）可知，在一个 内，可认为三相输出 电流 之和为零，此时若三相。电平的导通时间 均相等，则中点电荷Ｑ可表示为Ｑ＝（ 。＋ ＋ 。）・ ＝０。因此，可以得到在一个 内，中点电位能够 保持平衡。 所有８段式的开关序列图如图４所示， 为 下的给定电压。可知在一般情况下，三相 不 相等，且存在当 ，瞬时值大小为三相中的中间项 时，该相 最大。 三电平ＮＰＣ逆变器共模电压抑制 由图５可知，在一个 内，通过调制波的分 解，可以在原有 上叠加相同时长的Ｐ电平和ｎ 电平，见图５中的阴影区域， 便会变小，而 的 大小不会因此改变。为使调制波分解的那相 和 其余两相相等。图５中的叠加时间ＡＴ就得到了 定量确定。在图４ａ中。通过开关序列可得ＡＴ＝ 枣窜 ｔ ’ （ 一 ）／４。 以上分析以图４ａ为例，其余情况的分析类 似，结论如表２所示。 表２各开关序列下的“ 和ＡＴ Ｔａｂｌｅ ２ Ｍ ａｎｄ ＡＴ ｕｎｄｅｒ ｅｖｅｒｙ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ （ｅ）序列５ （ｆ）序列６ 图４枣翠 所有８段式开关序列图 Ｆｉｇ．４ Ａｌｌ ｏｆ ｅｉｇｈｔ ｓｅｇｍｅｎｔｓ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ 由式（２）可知，各相 的大小与所注入的 有关，通过 的调节， 最小的两相可达到相等， 而最大的那一相 仍为最大，以图４ａ为例分析。 的瞬时值大小为三相中的中间项，其 为最 大。通过 的调节，令其余两相的 相等，即： ＯＴ—Ｔｍ＝Ｔｍ （５） 由式（２），（５）可得所需注入 的值为： ｕ￣－Ｏ．５Ｕｘ＊＋０．５ （６） 此时， 最大相可通过调制波的分解。该相 会变小，以满足三相 相等的要求。调制波分解 的原理如图５所示。 ／２ ： ・…＼ ＿ ：：／ ， ／ｌ Ｉ Ｍ’１ Ｉ．／： ｉ＼ ： ．． 一０ 。＼ ： Ｉ。：！一 一 ／ ・ 。＿ 一 一 … 一Ｃ，ｄ ／２ Ｐ‘ ．ｐ： ｎ－Ｕｄｃｌ２ ＩＩ１Ｉ Ｐ：．／Ｐ； ：： Ｐ Ｉ Ｉ Ｉ Ｉ ｔ １分解丽 ： Ｉ Ｉ Ｊ Ｉ １ ｏ Ｐ Ｉ： ：： ｏ Ｊ－ － Ｉ Ｉ■■■＿ Ｉ ｔ ｎ ｌ：： ：！１分解后 一 Ｉ：一分 ＡＴ ＡＴ △ △ ＡＴ △ △ △ｒ 图５调制波分解 Ｆｉｇ．５ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｎｇ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅ 图５中， 为分解前的原始调制波， ， 为分解后的正、负调制波， 幅值大于０， 幅 值小于０。 ， 与载波进行比较，得两列开关序 列。两列开关序列通过叠加。即可得图５所示分解 后的开关序列。开关序列叠加的准则为：Ｐ电平和 。电平叠加，得到Ｐ电平；Ｏ电平和Ｏ电平叠加，得 到。电平；ｎ电平和。电平叠加。得到ｎ电平。 以图３中Ⅱ区域为例具体分析所需注入的 和ＡＴ。区域Ⅱ中， 。‘＞０＞ ｂ ，调制波分解相为Ｃ 相。由各相导通时间大小的判定准则，可得Ｔｊ的 大小排序。①Ｔａ＞Ｔｏ＞Ｔｂ时，对应图４ｂ的开关序列， 由表２可得，此时 ＝Ｏ．５Ｕｂ＊＋０．５Ｕａ＊，ＡＴ＝（ 一Ｔｂ）１４； ②Ｔｏ＞ＴＯ＞Ｔｂ时，对应图４ｃ的开关序列，由表２可 得，此时ｔｔｚ＝０．５‰ ＋０．Ｕａ＊，ＡＴ＝（ 一Ｔｂ）／４；③ ＞ ＞ 时，对应图４ｅ的开关序列，由表２可得，此时 Ｕｚ＝０．５ ＋０．５Ｕｂ＊，ＡＴ－－（ 一死）／４。 由上述分析可得，在区域Ⅱ中， 和△ 的表 达式不会发生改变，ｔｔｚ＝Ｏ．５ ＋０．５ｔｔｂ＊，ＡＴ＝（ 一Ｔｂ）／ ４。图３中的其余区域通过分析可得到类似的结 论。归纳如表３所示。 表３各区域下的 和ＡＴ Ｔａｂｌｅ ３ Ｕ ａｎｄ ＡＴ ｕｎｄｅｒ ｅｖｅｒｙ ｒｅｇｉｏｎ 第５１卷第４期 ２０１７年４月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖ０１．５１．Ｎｏ．４ Ａｐｒｉｌ ２０１７ 故只需判定三相 落于图３中的哪一区域， 再根据表３注入 和分解调制波，即可使中点电 位保持平衡。存在的缺点是由于调制波分解，１个 内调制波分解相的开关次数由１次增加到２次， 一定程度上增大了开关损耗。调制波的分解也存 在优点，它更好地抑制了ＣＭＶ。 ３．２共模电压抑制 三电平ＮＰＣ逆变器每相可输出Ｐ，Ｏ，ｎ ３种电 平．故三相共可输出３３－＿２７个空间矢量，有效空间 矢量ｌ９个，其中零矢量１个，冗余状态２个；小矢 量６个，冗余状态６个；中矢量６个及大矢量６个。 三电平空间矢量分布如图６所示。 一 。一＼Ｊｖｖｏ州 ｎｎｎ ．．／ｏｎｖ Ｉ ．／ 。 图６三电平空间矢量图 Ｆｉｇ．６ Ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｄｉａｇｒａｍ 三电平ＮＰＣ逆变器产生的ＣＭＶ为负载侧中 点与直流侧中点之间的电压，记为 一。ＣＭＶ为： ＝一（ｕ ＋ｚ‘ｂ＋ ）／３ （７） 式中： 为逆变器输出相电压。 由式（７）即可计算出各个空间矢量作用下所 产生的ＣＭＶ，如表４所示。 表４各空间矢量所对应的ＣＭＶ Ｔａｂｌｅ ４ ＣＭＶ ｏｆ ｅａｃｈ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ 由表４可知，通过合理地触发脉冲，选择合适 的空间矢量作用。ＣＭＶ能一定程度上得到抑制。 以图４ａ，ｂ为例进行开关序列的优化，其余情 况的分析能得到相同的结论，在此不再赘述。 在开关序列优化前，为了保证中点电位平衡， 采取上－１Ｊ，节平衡中点电位的方法：合理地注入 和分解调制波。开关序列的优化如图７所示。 图７开关序列的优化 Ｆｉｇ．７ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ 优化前的开关序列如图７ａ，Ｃ所示，其三相 的大小相等，在ｐｐｏ，ｏｎｎ的作用下出现了ＣＭＶ幅 值为 ３，一 ３的时刻。优化后开关序列如图７ｂ， ｄ所示。通过图７ａ，ｂ的对比分析可知，优化 相 （该相进行了调制波分解）开关序列。原本作用的 ｐｐｏ被ｐｏｏ。ｐｎｏ所代替，且由于三相 相等，图７ｂ 中 一定小于 ，避免了出现ｐｐｏ的脉冲时刻； 原本作用的ｏｎｎ被ｏｐｎ代替，故幅值为 ，３，一 ， ３的ＣＭｖ得到抑制。 通过图７ｃ，ｄ的对比分析可知，优化 相的 开关序列。原本作用的ｏｎｎ被ｏｐｎ，ｏｏｎ所代替，且 由于三相 相等，图７ｄ中的 一定小于 ，避免 了出现ｏｎｎ的脉冲时刻：原本作用的ｐｐｏ被ｐｎｏ 所代替，故幅值为 ，３，一 ，３的ＣＭＶ得到抑制。 由图７可得．开关序列优化后ＣＭＶ幅值被限 制在了士Ｕｓ／６，比优化前ＣＭＶ幅值的最大值 ／３ 减少了一半。在原始开关序列的基础上。通过开关 序列的优化，ＣＭＶ在一定程度上得到了抑制。 调制波分解的作用主要是为了三相 相等， 达到中点电位平衡的目的。 开关序列优化后，由图７ｂ，ｄ中的虚线框可 得：调制波分解前．该时刻作用的空间矢量分别应 该是ｐｏｏ和ＯＯｌｌ，ＣＭＶ幅值分别为± ／６；调制波 分解后．该时刻作用的空间矢量分别被ｐｎｏ和ｏｐｎ 所代替．调制波的分解使原本ＣＭＶ幅值由±ｕｓ／６ 降为零。在ＣＭＶ的抑制上，调制波的分解起到了 一定的作用。 三电平ＮＰＣ逆变器共模电压抑制 ４ 实 验 为验证此处所提调制策略的可行性和有效 ５ 结 论 针对三电平ＮＰＣ逆变器输出侧的ＣＭＶ较大 这一缺点，此处提出一种基于ＺＳＶ注入的三电平 ＳＰＷＭ策略．能够在抑制中点电位波动的前提下 有效抑制ＣＭＶ。通过合理地注入ＺＳＶ和分解调制 波，每相零电平的导通时间在一个载波周期内均 相等，以达到中点电位平衡的目的：得益于调制波 性，实验系统采用以ＴＭＳ３２０Ｆ２８３３５型数字信号 处理器（ＤＳＰ）为核心的三电平ＮＰＣ逆变系统．功 率开关器件ＩＧＢＴ型号为ＦＧＡ２５Ｎ１２０ＡＮＴＤ．系统 参数设置如下：直流侧母线电压 ＝３０ Ｖ，Ｃｌ＝Ｃ２＝ ４７０ ｔｚＦ，输出频率厂＝５０ Ｈｚ，载波频率 ：５ ｋＨｚ，死 区时间 ｄ朗ｄ＝５ ｌｚｓ，电阻Ｒ＝５０ Ｑ，电感Ｌ＝３ ｍＨ。 的分解和开关序列的优化，逆变器输出侧ＣＭＶ由 原先的 ／３降为了 ／６，ＣＭＶ得到了抑制。最后 ＳＶＰＷＭ策略和所提调制策略进行实验，结果有效 地验证了所提调制策略的可行性。针对死区时间 的存在会造成共模尖峰电压这一问题，后续应进 行改进及研究。 图８，９分别为调制系数ｍ取０．１３和０．９３时 两种调制策略的实验对比分析图，对比项为逆变 器的输出相电压 一线电压“出和共模电压ｕ一。 由图８．９可得，所提基于ＺＳＶ注入的ＳＰＷＭ策略 有效地抑制了ＣＭＶ，且在输出电压全范围内中点 电位得到了平衡。中点电位的波动从输出电平的 波动情况可得：在无中点电位平衡的ＳＶＰＷＭ策 略下，逆变器的输出电平有明显波动，而在所提调 采用三电平ＮＰＣ逆变器带阻感负载．对传统 参考文献 制策略下，输出电平的波动情况得到明显抑制。直 流侧中点电位得到平衡。 【１】Ｈｏｓｅｉｎｉ Ｓ Ｋ，Ａｄａｂｉ Ｊ，Ｓｈｅｉｋｈｏｌｅｓｌａｍｉ Ａ．Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｍｏｄ— ｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅｓ ｔｏ Ｒｅｄｕｃｅ Ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ Ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎ Ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ—ｆｅｄ ＡＣ Ｄｒｉｖｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＴ Ｐｏｗｅｒ 雪壶凰 雪煮 萋霎 ＞０ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１４，７（４）：８４０—８４９． 【２】Ｗｕ Ｘｉａｎｇ，Ｔａｎ Ｇｕｏｊｕｎ，Ｙｅ Ｚｏｎｇｂｉｎ，ｅｔ ａ１．Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ Ｃｏ— ｕｍｏＲ・ｒ—ｍｏｄｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ＰＷＭ ｆｏｒ Ｔｈｒｅｅ－－ｐｈａｓｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃ— ｔｒｏｎｉｃｓ，２０１６，３１（４）：２９５９－２９６９． ［３】 Ｋｗａｋ Ｓ，Ｍｕｎ Ｓ Ｋ．Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｔｏ Ｒｅ－ ｄｕｃｅ Ｃｏｍｍｏｎ・－ｍｏｄｅ Ｖｏｌｔａｇｅ ｆｏｒ Ｔｈｒｅｅ・・ｐｈａｓｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ】．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ２０１５，３Ｏ（９）：５０１９—５０３５． 【４］Ｘｉｎｇ Ｘｉａｎｇｙａｎｇ，Ｃｈｅｎ Ａｌｉａｎ，Ｚｈａｎｇ Ｚｉｃｈｅｎｇ，ｅｔ ａ１．Ｍｏｄ— 垂霎 ＞０ ｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ Ｒｅｄｕｃｅ Ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ Ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ Ｂａｌａｎｃｅ ｔｈｅ Ｎｅｕｔｒａｌ—－ｐｏｉｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎ Ｔｈｒｅｅ－・ ｌｅｖｅｌ Ｔ—ｔｙｐｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ［Ａ］．Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎ— ｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ．ＩＥＥＥ［Ｃ］．２０１６：３４５３－３４５８． ｔ／（５ ｍｓ／格）（ａ）ＳＶＰＷＭ ｔ／（５ ｍｓ／格） ｆｂ）所提调制策略 ［５】陈娟，何英杰，王新宇，等．三电平空间矢量与载波 调制策略统一理论的研究［Ｊ］．中国电机工程学报，２０１３， ３３（９）：７１—７８． 图９ ｍ＝Ｏ．９３时的实验波形 Ｆｉｇ．９ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅ￣ｏ／＇Ｉｎｓ ｏｆ ｍ＝Ｏ．９３ 【６］周娟，魏琛，杨宇，等．逆变器简化ＰＷＭ算法及 由于调制波的分解和开关序列的优化，所提 调制策略下的线电压波形过零点附近比ＳＶＰＷＭ 策略下的线电压波形多出了一小部分．其成分主 抑制共模电压策略【Ｊ］．电工技术学报，２０１４，２９（８）：１５８ １６５． ［７］Ｔａｎ Ｇｕｏｊｕｎ，Ｗｕ Ｘｉａｎｇ，Ｗａｎｇ Ｚｈｉｃｈｕａｎ，ｅｔ ａ１．Ａ Ｇｅｎｅｒ— ａｌｉｚｅｄ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｔｏ Ｅｌｉｍｉｎａｔｅ Ｓｐｉｋｅｓ ｏｆ Ｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅ 要为开关频率及其倍频的高次谐波，当在阻感类 负载应用时，由于阻感负载可等效为一个低通滤 波器，故高次谐波对阻感负载的工作性能影响很 小『８１。死区时间对ＣＭＶ抑制效果有影响。会出现 共模尖峰电压．这是以后需要考虑及改进的地方。 Ｖｏｌｔａｇｅｓ ｆｏｒ ＣＭＶＲＰＷＭ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃ— ｔｒｏｎｉｃｓ，２０１６，３１（９）：６６９８－６７０９． ［８１吴可丽，夏长亮，张云，等．二极管箝位型三电平逆 变器共模电压抑制【Ｊ】．电工技术学报，２０１５，３０（２４）： １１０—１１７．１７０． ２７
