数字基带系统实验一总结报告(2)

实验一 基带传输系统实验

通信三班 郑泳宇 201200121255

一、实验目的

1、 提高学习的能力；

2、 培养发现问题、解决问题和分析问题的能力； 3、 学习matlab的使用；

4、 掌握基带数字传输系统的仿真方法； 5、 熟悉基带传输系统的基本结构； 6、 掌握带限信道的仿真以及性能分析；

7、 通过观察眼图和星座图判断信号的传输质量。

二、实验原理

数字通信系统的模型如下图所示： 信源 信源编码器 信道编码器 数字调制器 数字信源 噪声 信道 信宿

信源译码器 信道译码数字解调器 数字信宿 编码信道 在数字通信中，有些场合可以不经载波调制和解调过程而直接传输基带信号，这种直接传输基带信号的系统称为基带传输系统。 1.

带限信道的基带系统模型（连续域分析）

x(t)

y(t)

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

输入符号序列 ―― {al}，发送L个比特。

L1l0

发送信号 ―― d(t)al(tlTb) ，Tb――比特周期，二进制码元周期

每隔一个比特周期发送一个脉冲信号，画出波形。 

发送滤波器 ―― 系统的频率响应为GT()或GT(f的单位冲激响应为 gT(t) 

发送滤波器输出 ――

)，其中角频率2f，或系统

GT(f)ej2ftdf。

x(t)d(t)*gT(t)al(tlTb)*gT(t)

l0L1 =algT(tlTb)l0L1 （画出波形。）

 信道输出信号或接收滤波器输入信号



y(t)x(t)n(t) （理想信道C()1）

接收滤波器 ―― 系统的频率响应为GR()或GR(f)，或单位冲激响应为

gR(t)GR(f)ej2ftdf

接收滤波器的输出信号

 。

r(t)y(t)*gR(t)d(t)*gT(t)*gR(t)n(t)*gR(t)

alg(tlTb)nR(t)l0j2ftG(f)G(f)edfTRL1

其中g(t)。

（画眼图所用信号）

  

如果位同步理想，则抽样时刻为 lTb , 0l抽样点数值为 r(lTb) , 0l判决为 {al}

L1.

L1 （画星座图所用信号）

2. 升余弦滚降滤波器

频率响应为

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1T,|f|c2TcT111THd(f)c1cosc|f||f|,2T2Tc2Tc210,|f|2Tc（1）

式中称为滚降系数，取值为01, Tc为表征升余弦滤波器的频率响应的常数。实验中，时间抽样间隔和抽样频率都归一化为1，故升余弦系统的参数Tc

4。0时，带宽为（1/2Tc）Hz；1时，

带宽为（1/Tc）Hz。此频率特性在(1/(2Tc),1/(2Tc))内可以叠加成一条直线，故系统无码间干扰传输的最小符号间隔为Tc秒，或无码间干扰传输的最大符号速率为Rsmax=1/TcBaud。相应的时域单位冲激响应波形hd(t)为 hd(t)（2） 此信号满足

hd(nTc)sint/Tccost/Tc (t)

t/Tc142t2/Tc21,n0

0,n0在理想信道中，上述信号波形在抽样时刻上无码间干扰。如果传输码元速率满足

Rsmax1, n1,2,3.......，则通过此基带系统后无码间干扰。 nnTc3.

最佳基带系统

将发送滤波器和接收滤波器联合设计为无码间干扰的基带系统，而且具有最佳的抗加性高斯白噪声的性能。

要求接收滤波器的频率特性与发送信号频谱共轭匹配。由于最佳基带系统的总特性是确定的，故最佳基带系统的设计归结为发送滤波器和接收滤波器特性的选择。

设信道特性理想，则有

H(f)GT(f)GR(f) GR(f)GT(f)（延时为0） 有

*GT(f)GR(f)H(f)1/2

可选择滤波器长度使其具有线性相位。

如果基带系统为升余弦特性，则发送和接收滤波器为平方根升余弦特性。

实验中，基带系统传输特性设计可以采用两种方式，一种是将系统设计成最佳的无码间干扰的系统，

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即采用匹配滤波器，发送滤波器和接收滤波器对称的系统，发送滤波器和接收滤波器都是升余弦平方根特性；另一种是不采用匹配滤波器方式，升余弦滚降基带特性完全由发送滤波器实现，接收滤波器为直通。 4.

由模拟升余弦滚降滤波器设计数字升余弦滚降滤波器 由模拟滤波器设计数字滤波器常采用窗函数法和频率抽样法。

由（1），可知升余弦滤波器（或平方根升余弦滤波器）的最大带宽为1/Tc，根据时间抽样定理，可知时域抽样频率至少为2/Tc，即一比特周期内的抽样点数为至少为2。设实验中一比特周期内的抽样点数为A，A2。实验中将时间抽样间隔T归一化为1，即抽样频率也为1，fs则可知比特周期Tb而Tc4。如A4，1，

AT4T。

22Tc。

时间抽样后，系统的频率特性是以fs为周期的，折叠频率为fs1） 窗函数法

窗函数法是从模拟升余弦滚降滤波器的单位冲激响应的表达式（2）入手，先进行时间抽样，然后进行截短、加窗，最后向右移位，得到实际的因果的数字升余弦滚降滤波器的单位冲激响应，表示为

h(nT)hd(t)|tnTw(n) (0nN1)

其中w(n)为窗函数。不同的窗函数的形状得到的数字滤波器的阻带衰减不同。窗函数的长度设为N，实验中N=31。

2）频率抽样法

频率抽样法是从模拟升余弦滚降滤波器的频率响应的表达式（1）入手，频率抽样后，进行离散时间傅里叶反变换后，最后向右移位，得到实际的因果的数字升余弦滚降滤波器的单位冲激响应。

如频率抽样点数为N=31，则频率抽样间隔为

ffs/N抽样，频率抽样值为H(kf) ，

k0,1,,(N1)/2，则相应的离散系统的冲激响应为频率抽样值H(kf) 的离散时间傅里叶

反变换，可采用相关的函数实现。即

h(nT)h(t)|tnTIFT[H(f)]|tnT H(f)ej2ftdf|tnT(N1)/2k(N1)/2FsnTNH(kf)ej2kfnTf1N(N1)/2k(N1)/2j2knN

FsN(N1)/2k(N1)/2H(kf)ej2kH(kf)e

将上述信号移位，可得具有线性相位的因果系统的冲激响应。 5.

基带传输系统（离散域分析）

 

输入符号序列 {al} 发送信号 TbAT，比特周期，二进制码元周期，A为一比特周期的抽样点数。

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d(nT)

发送滤波器

L1l0（画出波形。） （3） al(nTlAT)

滤波器的频率响应的样值为GT(kf)，或单位冲激响应为

1 gT(nT)N（4）



发送滤波器输出

(N1)/2k(N1)/2GT(kf)ej2knN

x(nT)d(nT)*gT(nT)al(nTlAT)*gT(nT)l0L1 =algT(nTlAT)l0L1 （画出波形。）

（5）



信道输出信号或接收滤波器输入信号

（6） 

y(nT)x(nT)n(nT) （信道特性为1）

接收滤波器

GR(kf)（7）

或

1gR(nT)N(N1)/2k(N1)/2GR(kf)ej2knN

 接收滤波器的输出信号

r(nT)y(nT)*gR(nT)d(nT)*gT(nT)*gR(nT)n(nT)*gR(nT)

alg(nTlAT)nR(nT)l0L1

（8） 其中g(nT) 

gT(nT)*gR(nT)。

如果位同步理想，则抽样时刻为 lAT , 0l抽样点数值为 r(lAT) ,0l判决为 {al}

L1.

L1.

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三、实验内容

（一）因果数字升余弦滚降滤波器设计

给定的升余弦系统的频域响应表达式和时域单位冲激响应的表达式，分别采用窗函数法（选用Blackman 窗）和频率抽样法设计线性相位的升余弦滚降的基带系统。

滤波器设计的有关参数：T=1,fs1,Tc4,N31。滚降系数分别为 0.2，1；设计滤波器。

1) 窗函数法设计非匹配形式的基带系统的发送滤波器程序如下：

%（1)窗函数法设计非匹配形式的基带系统的发送滤波器 clc;clear all;close all; a=input('滚降系数a='); Tc=4;N=31;%窗函数的长度 w=-1:0.01:1; n=1:N;

wn=0.42-0.5.*cos(2.*pi.*n./(max(n)-1))+0.08.*cos(4.*pi.*n./(max(n)-1));%Blackman窗函数表达式

%定义升余弦滚降滤波器时域单位冲击响应函数（非匹配形式发送滤波器） t=[-(N-1)/2:(N-1)/2];%时域取值-15至+15 for i=1:N;

if(abs(t(i))==0) h(i)=1;

elseif((1-4*a*a*t(i)*t(i)/Tc/Tc)==0) h(i)=sin(pi*t(i)/Tc)/t(i)*Tc/4; else

h(i)=sin(pi*t(i)/Tc)*cos(a*pi*t(i)/Tc)/(pi*t(i)/Tc)/(1-4*a*a*t(i)*t(i)/Tc/Tc); end; end;

hn=h.*wn; % hn为实际的因果数字升余弦滚降滤波器的单位冲击响应 [H,w]=freqz(hn);mag=abs(H);%求hn的幅频响应 H1=max(mag);Hw=mag/H1;%归一化 Hdb=20*log10((mag+eps)/H1); subplot(2,2,1);

stem(real(hn),'.');grid on; xlabel('t');ylabel('hn'); axis([0,32,-0.2,1.1]); title('单位冲击响应时域特性'); subplot(2,2,2); plot(w,abs(H));grid on;

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xlabel('w');ylabel('abs(H)'); title('幅频特性'); subplot(2,2,3); plot(w,Hw);grid on; xlabel('w');ylabel('Hw'); title('归一化幅频响应'); subplot(2,2,4);

plot (w/pi,Hdb );grid on; xlabel('w/pi');ylabel('Hdb/dB'); title ('幅度响应（单位：dB）');

结果: 当a=0.2时：

图1 非匹配滤波器a=0.2时的单位冲击响应和幅度响应波形

当a=1时：

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图2 非匹配滤波器a=1时的单位冲击响应和幅度响应波形

2) 频率抽样法设计匹配形式的基带系统的发送滤波器程序如下：

%（2)频率抽样法设计匹配形式的基带系统的发送滤波器 a=input('滚降系数a='); Tc=4;N=31;

%定义匹配模式下的发送滤波器 n=-(N-1)/2:(N-1)/2;%时域取值-15至+15 k=n;f=k*1/N;%频率

Hf=zeros(1,N); %根升余弦匹配滤波器 for i=1:N %升余弦滤波器频域特性 if (abs(f(i))<=(1-a)/(2*Tc)) Hf(i)=Tc;

elseif(abs(f(i))<=(1+a)/(2*Tc))

Hf(i)=Tc/2*(1+cos(pi*Tc/a*(abs(f(i))-(1-a)/(2*Tc)))); else Hf(i)=0; end end

HF=sqrt(Hf);%根升余弦滚降滤波器

hn=1/N*HF*exp(j*2*pi/N*k'*n);%根升余弦滚降滤波器时域特性 [H,w]=freqz(hn);mag=abs(H);%求hn的幅频响应 H1=max(mag);Hw=mag/H1;%归一化 Hdb=20*log10((mag+eps)/H1); subplot(2,2,1);

stem(real(hn),'.');grid on;

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xlabel('t');ylabel('hn'); axis([0,32,-0.2,0.6]); title('单位冲击响应时域特性'); subplot(2,2,2); plot(w,abs(H));grid on; xlabel('w');ylabel('abs(H)'); title('幅频特性'); subplot(2,2,3); plot(w,Hw);grid on; xlabel('w');ylabel('Hw'); title('归一化幅频响应'); subplot(2,2,4);

plot (w/pi,Hdb );grid on; xlabel('w/pi');ylabel('Hdb/dB'); title ('幅度响应（单位：dB）');

结果： 当a=0.2时：

图3 匹配滤波器a=0.2时的单位冲击响应和幅度响应波形

当a=1时：

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图4 匹配滤波器a=1时的单位冲击响应和幅度响应波形

3) 非匹配形式下窗函数设计法和匹配模式下频率抽样法设计的滤波器第一零点带宽和第一旁瓣衰减

滚降 非匹配形式滤波 匹配形式滤波 系数 窗函数法 a 0.2 1 第一零点带宽 (rad/s) 第一旁瓣衰减(dB) 频率抽样法 第一零点带宽 (rad/s) 第一旁瓣衰减 (dB) 1.239 1.638 46.46 109.5 1.012 1.651 24.74 38.52 表一 非匹配滤波器和匹配滤波器在不同滚降系数下的第一零点带宽和第一旁瓣衰减比较

结论：改变滤波器的滚降系数，滤波器的第一零点带宽和第一旁瓣衰减的变化：

非匹配形式滤波器，增大滚降系数，第一零点带宽增大，衰减增大；非匹配形式滤波，增大滚降系数，第一零点带宽增大，衰减增大；在相同滚降系数下，非匹配形式滤波器比匹配形式滤波器衰减快。

（二）根据离散域基带系统模型，设计无码间干扰的二进制数字基带传输系统

系统各部分子函数 1） 二进制信源子函数

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function [y0]=source(L) %产生源序列，生成-1，1等概率分布的二进制信源序列 %L传输二进制比特个数

x0=rand(1,L);%产生0-1之间均匀分布的随机序列 for i=1:L

if x0(i)>0.5;%若产生的随机数在（0.5,1）区间内，为1 y0(i)=1;

else y0(i)=-1;%若产生的随机数在（0,0.5）区间内，则为-1 end; end end

2） 发送信号生成子函数 function [y1]=send(y0,Tb)

y1=zeros(1,length(y0)*Tb);%产生零序列 for i=1:length(y0)

y1(Tb*(i-1)+1)=y0(i);%插入零点 end

3） 非匹配模式下的升余弦滚降滤波器 function[h]=unmatch_filter(N,Tc,a)

%hn 升余弦滚降滤波器的单位冲击响应% N：抽样点数 %Tc：表征升余弦滤波器的频率响应常数 % a：滚降系数 t=[-(N-1)/2:(N-1)/2]; for i=1:N;

if(abs(t(i))==0) h(i)=1;

elseif((1-4*a*a*t(i)*t(i)/Tc/Tc)==0) h(i)=sin(pi*t(i)/Tc)/t(i)*Tc/4; else

h(i)=sin(pi*t(i)/Tc)*cos(a*pi*t(i)/Tc)/(pi*t(i)/Tc)/(1-4*a*a*t(i)*t(i)/Tc/Tc); end; end; end

4) 匹配模式下的发送滤波器 function[hn]=match_filter(N,Tc,a) n=-(N-1)/2:(N-1)/2;%时域取值-15至+15 k=n;f=k*1/N;%频率

Hf=zeros(1,N); %根升余弦匹配滤波器 for i=1:N %升余弦滤波器频域特性 if (abs(f(i))<=(1-a)/(2*Tc)) Hf(i)=Tc;

elseif(abs(f(i))<=(1+a)/(2*Tc))

Hf(i)=Tc/2*(1+cos(pi*Tc/a*(abs(f(i))-(1-a)/(2*Tc)))); else Hf(i)=0; end end

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HF=sqrt(Hf);%根升余弦滚降滤波器

hn=1/N*HF*exp(j*2*pi/N*k'*n);%根升余弦滚降滤波器时域特性 end；

5） 发送滤波器输出信号计算子函数

function [y]=convolation(y1,hn)%发送滤波器输出 y=conv(y1,hn);%输入信号与发送滤波器卷积输出 end

6） 给定标准方差，高斯分布随机数生成子函数

function [y2]=gaosi(L,Tb,sgma)%高斯分布随机数生成函数 y2=sgma*randn(1,L*Tb); end

7） 给定信噪比，噪声标准方差计算子函数 function [n0]=guass(SNR,y,L)%生成高斯白噪声 Eb=0;%初始能量赋值

for i=1:length(y) %计算能量总和 Eb=Eb+abs(y(i))*abs(y(i)); end

Eb=Eb/L;%计算平均比特能量

N0=Eb/(10^(SNR/10));%计算单边功率谱密度 sgma=sqrt(N0/2);%标准差

n0=sgma*randn(1,length(y));%得到均值为0，方差为N0的高斯噪声 end

8） AWGN信道输出子函数 function [y3]=xindao(y,n0) y3=y+n0; end

9） 接收滤波器输出信号生成子函数 function r=recipient_output(y3,hn)

r=conv(y3,hn);%接收滤波器输出信号r(n)=y3(n)*hn(n) end

10) 抽样判决点信号生成子函数

function [sample,sample1]=samples(L,A,r) sample=zeros(1,L);%判决后输出序列 sample1=zeros(1,L);%直接抽样序列 for i=1:L

sample1(i)=r(1+(i-1)*A);%取出n*Tb+1位置上的L个值 end for i=1:L

if sample1(i)>0 %若抽样值为正，判为1 sample(i)=1;

else sample(i)=-1;%若抽样值为负，判为-1 end end end

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专业资料参考 11） 画眼图子函数

function [y6]=yantu(Tb,L,r) y6=0;

for i=1:(8*Tb):(Tb*L) %将信号分段 for j=1:(8*Tb)

y6(j)=r(i+j-1);%信号叠加 end;

x=1:8*Tb;xx=1:0.01:8*Tb;

eyes=spline(x,real(y6),xx);%曲线平滑 figure(2);

plot(xx,eyes);title('眼图'); xlabel ('xx'); ylabel ('eyes' ); hold on; end

12) 误比特率计算子函数

function [Pe,j]=BER(y0,sample,L) j=0;%误码个数 for i=1:L

if y0(i)~=sample(i) %与发送序列进行比较 j=j+1; end Pe=j/L*100; end

（三）非匹配模式和匹配模式的无码间干扰的数字基带传输系统测试

给定要传输的二进制比特个数、比特速率

Rb、信噪比SNR、滚降系数α，合理调用如上设计的子函数，构

建非匹配模式和匹配模式下的无码间干扰的数字基带传输系统。

非匹配滤波器不加噪声的主程序如下：

%非匹配滤波器不加噪声的主程序如下： L=240;%输入二进制比特个数 a=input('滚降系数a=');

Tb=input('比特周期Tb=');%比特周期

Rb=1/Tb;N=31;Tc=4;%Rb为比特传输速率,N滤波器阶数 [y0]=source(L);%二进制信源序列 [y1]=send(y0,Tb);%发送信源序列 %发送滤波器设计

[h]=unmatch_filter(N,Tc,a); wd=(blackman(N))';%布莱克曼窗函数 hn=h.*wd;%发送滤波器的时域函数

[y]=convolation(y1,hn);%发送滤波器输出波形 y=y((N+1)/2:(N+1)/2-1+L*Tb);%接收滤波器 r=y;%系统无噪声

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figure(1)

plot(r);xlabel ('t'); ylabel ('r' );grid on; title('接收滤波器输出信号');

[sample,sample1]=samples(L,Tb,r);%抽样判决 [y6]=yantu(Tb,L,r);%眼图

[Pe,j]=BER(y0,sample,L);%计算误码率

1) 非匹配滤波器无加性噪声系统

加性噪声不存在，传输240个二级制比特，比特速率Rb=1/Tc、4/3*Tc、1/2*Tc，比特间隔为Tb=4T，Tb=3T，Tb=8T，基带不采用匹配滤波器，画出输出信号波形及眼图，判断有无码间干扰，并计算误比特个数级误比特率。

A. Tb=4T a=1

无码间干扰，误比特率为Pe=0，误比特数j=0

图5 比特周期为Tb=4T时接收滤波器的输出信号波形

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图6 比特周期为Tb=4T时接收滤波器输出信号的眼图

B. Tb=3T a=1

误比特率仍计算为Pe=0，但观察眼图可知会产生较大的码间干扰

图7 比特周期为Tb=3T时接收滤波器的输出信号波形

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图8 比特周期为Tb=3T时接收滤波器输出信号的眼图

C. Tb=8T a=1

无码间干扰，误比特率为Pe=0，误比特数j=0

图9 比特周期为Tb=8T时，接收滤波器输出信号波形

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图10 比特周期为Tb=8T时，接收滤波器输出信号眼图

2) 非匹配滤波器和匹配滤波器加加性噪声系统

传输 240 个二进制比特，比特速率Rb=1/Tc，信噪比分别取 1dB、10dB 时，基带系统分别为匹配滤波器形式和非匹配滤波器形式、滚降系数为 0.3，得到相应的恢复数字信息序列。调用matlab的星座图函数画出接收抽样判决点信号的星座图。根据星座图的坐标取值，判断噪声对信号的影响程度和信号的传输质量。讨论信噪比、是否采用匹配滤波器对系统信息传输质量的影响。

非匹配滤波器加噪声的主程序如下：

%非匹配滤波器加噪声的主程序如下： L=240;%输入二进制比特个数 a=input('滚降系数a='); SNR=input('信噪比SNR='); Tb=4;Rb=1/Tb;%比特传输速率 N=31;%滤波器阶数 Tc=4;

[y0]=source(L); [y1]=send(y0,Tb); %非匹配发送滤波器设计

[h]=unmatch_filter(N,Tc,a);wd=(blackman(N))';hn=h.*wd; [y]=convolation(y1,hn);%发送滤波器输出波形 y=y((N+1)/2:(N+1)/2-1+L*Tb); [n0]=guass(SNR,y,L)%高斯噪声 [y3]=xindao(y,n0)%加入噪声后信号 %接收滤波器

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r=conv(y3,hn); %观察接收滤波器输出 r=r((N+1)/2:(N+1)/2-1+L*Tb);

[sample,sample1]=samples(L,Tb,r)%抽样判决 stem(sample,'.');grid on; xlabel ('n'); ylabel ('sample' ); title('判决输出序列');

scatterplot(r,Tb,0,'r*');grid on;%画星座图 [Pe,j]=BER(y0,sample,L)%计算误码率

A. 非匹配模式下 SNR=1dB a=0.3 误码率Pe=8.3333 ，误比特数j=20

图11 非匹配模式下，SNR=1dB的恢复信号波形和接收滤波器输出信号星座图

B. 非匹配模式下 SNR=10dB a=0.3 误码率Pe=0，误比特数j=0

图12 非匹配模式下，SNR=10dB的恢复信号波形和接收滤波器输出信号星座图

分析结论：由上图可知可得，输出信噪比越大，噪声对信号的影响程度越小，传输质量越好。

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匹配滤波器加噪声的主程序如下：

%匹配滤波器加噪声的主程序如下： L=240;%输入二进制比特个数 a=input('滚降系数a=');

SNR=input('信噪比SNR=')%输入性噪比 Tb=4;%比特周期 Rb=1/Tb;%比特传输速率 N=31;Tc=4;%滤波器阶数 [y0]=source(L); [y1]=send(y0,Tb); %设计匹配形式发送滤波器 [hn]=match_filter(N,Tc,a);

[y]=convolation(y1,hn);%发送滤波器输出波形 y=y((N+1)/2:(N+1)/2-1+L*Tb); [n0]=guass(SNR,y,L)%高斯噪声 [y3]=xindao(y,n0)%加入噪声后信号 %接收滤波器

r=conv(y3,hn); %观察接收滤波器输出 r=r((N+1)/2:(N+1)/2-1+L*Tb);

[sample,sample1]=samples(L,Tb,r)%抽样判决 stem(sample,'.');grid on; xlabel ('n'); ylabel ('sample' ); title('判决输出序列');

scatterplot(r,Tb,0,'r*');grid on;%星座图 [Pe,j]=BER(y0,sample,L)%计算误码率 C. 匹配模式下 SNR=1 a=0.3 误码率Pe=4.1667,误比特数j=10

图13 匹配模式下，SNR=1dB的恢复信号波形和接收滤波器输出信号星座图

D. 匹配模式下 SNR=10 a=0.3

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误码率Pe=0,误比特数j=0

图14 匹配模式下，SNR=10dB的恢复信号波形和接收滤波器输出信号星座图

分析结论：基带系统分别为匹配滤波器形式和非匹配滤波器形式时，对接收滤波器输出信号进行抽样时，抽样时刻不相同，通过匹配滤波器和非匹配滤波器时的时延不同，所以抽样时刻也不同。通过比较不同信噪比，是否采用匹配滤波器对系统传输质量是有影响的，提高信噪比，采用匹配滤波器能够有效的提高系统的传输质量。

四、实验心得

1) 开始设计滤波器时，没有编写滤波器子函数，直接编写了滤波器程序，后来在利用滤波

器时就出现了很多问题，使用起来很不方便，使用时需要重复编写，而且改变参数较麻烦，编写滤波器子函数后，直接调用子函数，主程序就变得更加清晰易懂了，同时也有利于后面的分析。 2) 在用窗函数法设计非匹配滤波器时，由于没有把抽样后时域表达式中的分母的过零点考

虑完全，导致在傅里叶变换后，数字域序列没有显示，将这些特殊点单独赋值，更改后数字域序列能够正确显示。 3) 编写眼图子函数时，开始没有明白设计原理，设计花了很长一段时间，后来请教了一下

其他同学，明白了设计原理和实现方法后，眼图子函数就很容易实现了。（眼图原理：在去掉因滤波器造成的延时的前提下，每隔一定数量的码元周期截取一段，用hold on将各段在同一图表中显示出来，合成后的图表就是需要的眼图。） 4) 设计整个基带传输系统时，调用所有需要的子函数时，为方便调试，可以将几个重要的

输出信号画出，根据画出的图形来判断输出的正确与否，对整个系统的传输也会有直观清晰的了解。 5) 理清系统各个组成模块的作用，根据各个部分输出的信号判断设计的正确性。通过整个

系统的设计，我们对基带传输系统的传输原理有了更清楚的认识。

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